1 背景介绍
1.1 研究背景
随着集成电路技术的迅猛发展，特别是纳米级工艺的实现，跨导运算放大器朝着高增益、高带宽以及低功耗的方向发展，其信号处理的能力也在不断的提高。但是目前 OTA 仍然是制约模拟电路 IC 设计的一个瓶颈。作为模拟电路的一个基本单元，OTA 电路需要具有一个较宽的带宽和一个较高的直流增益。但是在实际的电路设计中，这两个指标通常是相互矛盾的，并且被有限的跨导、较小的输出电阻以及较低的偏置电压限制。
在实际的电路设计中，为了获得一个较高的增益，在对运放进行设计时通常会采用两级级联的结构，通过将两级的运放增益进行叠加从而获得增益的提升。但是直接叠加的两级运放会存在稳定性的问题。因此，为了在能够保证运放增益的前提下提升运放的稳定性，通常需要对两级运放进行补偿。
1.2 常规的 OTA 补偿方案
常规的 OTA 补偿通常使用密勒补偿的方式进行，其电路结构如图1-1所示。密勒补偿主要是通过在第二级运放的输入端和输出端之间并联一个较大的密勒补偿电阻从而实现对电路的稳定性补偿。
密勒补偿的原理是基于密勒效应进行的。密勒效应效应（Miller effect）是在电子学中的一种效应，表现在对于反相放大电路中，输入与输出之间的分布电容或寄生电容由于放大器的放大作用，其等效到输入端的电容值会扩大1+K倍，其中K是该级放大电路电压放大倍数。通过利用密勒效应，就可以在第一级放大器的输出端引入一个较大的负载电容，进而将运放的主极点和次级点分离开来，从而达到对运放的相位裕度进行补偿的效果。
2 密勒补偿型运放存在的问题
密勒补偿运放作为一个目前最常用的补偿结构，它在高带宽应用下会体现出一定的功耗问题，下面将对该问题进行分析。
2.1 密勒补偿型运放的零极点
对于图 1-1 中所示的密勒补偿型运放，可以推导出它输入到输出的传递函数为：
$$ H(s)=\frac{G_{m1}G_{m2}R_{o1}R_L(1-sC_c/G_{m2})}{P(s)} $$其中：
$$ \begin{aligned} P(s) = & 1+s[R_{o1}(C_{o1}+C_c)+R_L(C_L+C_c)+G_{m2}R_{o1}R_LC_c] \\ & +\,\,s^2R_{o1}R_L(C_{o1}C_L+C_cC_{o1}+C_cC_L) \end{aligned} $$通过该表达式可以看出，该运放的低频增益可以表示为：
$$ A=G_{m1}G_{m2}R_{o1}R_L $$该运放的主极点和次级点分别可以表示为：
$$ \begin{aligned} \omega _1 & =\frac{1}{R_{o1}[C_{o1}+(1+A_{v2})C_c]}=\frac{1}{G_{m2}C_cR_{o1}R_L} \\ \omega _2 & =\frac{G_{m2}C_c}{C_{o1}C_L+C_cC_{o1}+C_cC_L}=\frac{G_{m2}}{C_L} \end{aligned} $$将增益表达式和运放的主极点表达式相乘，即可求出运放的增益带宽积表达式为：
$$ GBW=\frac{G_{m1}}{C_c} $$可以看出，该运放的增益带宽积与第一级运放的跨导和密勒补偿电容的电容值直接相关。
对于，密勒补偿型两级运放，其幅频特性曲线曲线如图2-1所示，可以看出添加的密勒补偿电容实现了两个极点的分离，进而完成了补偿。
2.2 密勒补偿的运放存在的问题
通过上述推导可以得出，两级密勒补偿运放的 GBW 和次级点的表达式为：
$$ GBW=\frac{G_{m1}}{C_c}, \omega _2=\frac{G_{m2}}{C_L} $$然而，一个运放的相位裕度和该运放的增益带宽积以及次级点的位置具有一个非常紧密的关系。对于一个通常的两级密勒补偿型运放，假设如果最终需要达到 45 度的相位裕度，那么在对该运放进行设计时，需要要求它的次级点位置大于 1.22 倍 GBW；如果最终要求 60 度的相位裕度，则需要要求它的次级点位置大于 2.2 倍 GBW；而如果要求 72 度的相位裕度，那么在进行运放设计时就需要要求它的次级点位置大于 3 倍 GBW。
在通常的电路设计中，会希望运放具有一个较好的相位裕度，从而获得一个较好的稳定性。在这种情况下，对于一个高带宽的应用，在对运放进行设计时，将不仅仅需要通过使用一个较高的功耗来增大第一级运放的跨导，从而实现一个较高的带宽；同时为了保证相位裕度，还需要一个较大的功耗来增大第二级的跨导，进而将整个运放的次级点推到一个更远处，从而实现一个较好的相位裕度。如果运放的输出负载较高，则运放第二级的功耗将会非常大，从而造成严重的功耗消耗。
3 Gm 前馈补偿两级运放
为了解决上述密勒补偿运放存在的问题，人们提出了 Gm 前馈补偿两级运放，来对两级运放进行稳定性补偿。下面本文将对该运放的传递函数进行推导，并将其与密勒补偿型运放进行一个对比。
3.1 传递函数推导
通常的 Gm 前馈补偿型运放的系统可以表示为如图 3-1 所示的结构。该运放通过引入一个 Gm 前馈通路，进而对频率特性进行补偿。
通过对该系统结构框图进行数学上推导，可以得出它的输出和输入之间的传递函数表达式为：
$$ \begin{aligned} H(s) & =\frac{G_{m1}G_{m2}R_{o1}R_L}{(1+\frac{s}{\omega _{p1}})(1+\frac{s}{\omega _{p2}})}+\frac{\frac{s}{\omega _c}}{1+\frac{s}{\omega _c}}\frac{G_{mc}R_L}{1+\frac{s}{\omega _{p2}}} \\ & =\frac{G_{m1}G_{m2}R_{o1}R_L+\frac{s}{\omega _c}(G_{m1}G_{m2}R_{o1}R_L+G_{mc}R_L)+\frac{s^2}{\omega _c\omega _{p1}}G_{mc}R_L}{(1+\frac{s}{\omega _{p1}})(1+\frac{s}{\omega _{p2}})(1+\frac{s}{\omega _c})} \end{aligned} $$式中：
$$ \omega _{p1}=\frac{1}{R_{o1}C_{o1}}, \omega _{p2}=\frac{1}{R_LC_L}, \omega _c=\frac{1}{R_cC_c} $$可以看出，该传递函数的表达式较为复杂，在实际应用中需要对其进行化简，从而对运放的设计进行指导。
在实际设计中，通常会将 $R_c$ 和 $C_c$ 取为一个较大的数值，因此该电路的传递函数中，分子上的两个零点位置通常会相聚较远。由于分子为一个二阶特性表达式，因此可以通过两根之和公式（韦达定理）求出第一个零点位置为：
$$ \omega _{z1}+\omega _{z2}\approx \omega _{z2}=G_{m1}R_{o1}\frac{G_{m2}}{G_{mc}}\omega _{p1} $$在求出第一个零点后，第二个零点的位置就可以通过两根之积公式（韦达定理）求出：
$$ \omega _{z1}=\frac{\omega _{z1}\omega _{z2}}{\omega _{z2}}\approx \omega _c $$通过上述推导过程可以看出，对于前馈补偿型运放，其低频零点 $\omega_{z1}$ 会与 $\omega_{c}$ 自然抵消，因此在实际设计中只需要调整 $\omega_{z2}$，使得其与 $\omega_{p1}$ 或者 $\omega_{p2}$ 抵消，即可完成对该运放的补偿。此时，该运放将只存在一个极点，变为一个单极点系统，由此对两级运放的稳定性进行补偿。
3.2 前馈补偿方式优势分析
首先先对前面提到的两种运放的零极点和 GBW 表达式进行一个简单的总结。对于密勒补偿型运放，其主极点、次级点和增益带宽积的表达式为：
$$ \omega _1=\frac{1}{G_{m2}C_cR_{o1}R_L}, \omega _2=\frac{G_{m2}}{C_L}, GBW=\frac{G_{m1}}{C_c} $$而对于 Gm 前馈补偿型运放，其主极点、次级点、前馈补偿零点和增益带宽积的表达式为：
$$ \omega _{p1}=\frac{1}{R_{o1}C_{o1}}, \omega _{p2}=\frac{1}{R_LC_L}, \omega _{z2}=G_{m1}R_{o1}\frac{G_{m2}}{G_{mc}}\omega _{p1}, GBW\approx \frac{G_{m1}}{C_L} $$通常，集成运放为核心的电路会在系统中作为放大器或者缓冲器，此时该电路的后级通常会连接着一个较大的电容负载，例如后级 ADC 电路的采样电容或者 ESD 电路和 PAD 的寄生等等。在这些电容的影响下，运放的输出端的负载$C_L$通常会大于运放第一级处的负载电容$C_{o1}$。
此时，对于一个没有任何补偿的两级运放，运放输出端的极点$\omega _{p2}=\frac{1}{R_LC_L}$通常会称为该无补偿运放的低频极点（即主极点），而运放输入端的极点$\omega_{p1}=\frac{1}{R_{o1}C_{o1}}$会成为高频极点（即次级点）。
对于密勒补偿，假设在设计时取补偿电容 $C_c = C_L$，则对于密勒补偿结构运放，它的 GBW 表达式变为 $GBW=\frac{G_{m1}}{C_L}$，而次级点表达式为 $\omega_2=\frac{G_{m2}}{C_L}$。假设设计时为了保证运放具有 72 度的相位裕度，则需要次级点位置大于 3 倍的 GBW，由此可以推导出 $G_{m2}$ 与 $G_{m1}$ 的关系为：
$$ \frac{G_{m2}}{C_L} > 3 * \frac{G_{m1}}{C_L}, G_{m2} > 3 * G_{m1} $$由此可以看出，对于米勒补偿型运放，为了保证相位裕度需要一个较大的功耗来增大第二级的跨导，进而将整个运放的次级点推到一个更远处，从而实现一个较好的相位裕度。
而对于前馈补偿型运放，则其可以通过使用零点补偿的方式补偿掉运放的次级点，只保留运放的主极点，从而将整个放大器变为一个单极点的系统。通常补偿时会选择对运放的次级点 $\omega_{p1}=\frac{1}{R_{o1}C_{o1}}$ 进行补偿，则此时有：
$$ \omega _{z2} = \omega _{p1}, G_{m1}R_{o1}\frac{G_{m2}}{G_{mc}}\omega _{p1} = \omega _{p1} $$由此可以推导出：
$$ G_{mc} \approx G_{m1}R_{o1}G_{m2} $$由此，则可以计算出运放 GBW 为：
$$ GBW = \frac{G_{m1}R_{o1}G_{m2}R_L}{R_LC_L} = \frac{G_{m1}R_{o1}G_{m2}}{C_L} \approx \frac{G_{mc}}{C_L} $$由此可以看出，前馈补偿型运放的 GBW 与 $G_{m1}$ 无关，而正比于运放的 $G_{mc}$。为了得到一个较好的补偿效果，设计时 $G_{mc}$ 需要比 $G_{m1}$ 大 $G_{m2}R_{o1}$ 倍，这个数字通常大于 10。由此，相比于密勒补偿结构运放的 $GBW=\frac{G_{m1}}{C_c}$，前馈补偿运放的 $GBW = \frac{G_{mc}}{C_L}$能够具有一个更大的增益带宽积特性。
换句话说，密勒补偿型运放的 GBW 和功耗的关系是折中的：大的 GBW 需要大的 $G_{m1}$（$GBW=\frac{G_{m1}}{C_c}$），而为了保证稳定性从而需要大的 $G_{m2}$（$\frac{G_{m2}}{C_L} > 3 * \frac{G_{m1}}{C_c}$），进而会产生大的功耗。而前馈补偿型运放中 $G_{mc}$ 的存在打破了这一种折中关系。对于前馈补偿型运放，一个大的 GBW 需要一个大的 $G_{mc}$（$GBW = \frac{G_{mc}}{C_L}$），而稳定性补偿同样要求一个大的 $G_{mc}$（$G_{mc} \approx G_{m1}R_{o1}G_{m2}$），因此两者之间的关系是趋同的，故前馈补偿型运放能够在得到一个大的 GBW 的同时保证一个较好的稳定性。
综上，通过前馈环路的零极点抵消补偿，前馈运放相当于一个单极点放大器。相比于密勒补偿运放，前馈补偿运放的单位增益带宽可以实现 3~5 倍的提高；相比于单级放大器，两级密勒补偿运放的低频增益可以实现 20dB 的提高。如果在单位增益带宽和负载$C_L$确定的情况下，密勒补偿型放大器的$G_{m2}$通常大于前馈零点补偿放大器中的$G_{mc}$，因此功耗将会远大于前馈零点补偿放大器。
4 常用电路结构调研
由于前馈补偿型运放具有高带宽、低功耗的特点，因此被广泛应用于接收机和ADC等需要高速运放的场合，同时也引申出了各种各样的结构，下面将展示一些目前已经被应用的电路结构。
2019年，Junning Jiang 等人使用两级前馈补偿结构的运放设计了一个用于超宽带接收机模拟基带中的 TIA 电路。该电路中所用的运放结构如图3-2 所示[1]。该运放使用了一个单独的 Gm2 级进行前馈补偿，最终在 18 mW 的功耗下实现了 39.4 dB 的直流增益、1.1 GHz 的增益带宽积。同时使用该运放设计的 TIA 电路的带宽达到了 200 MHz。
Dadian Zhou 等人同样使用两级前馈补偿结构的运放设计了一个用于 Plpline ADC 的级间放大的宽带运算放大器，其电路结构如图 3-3 所示[2]。该运放利用了 Gm2 级空闲的 MOS 晶体管作为前馈补偿晶体管使用，节省了大量的功耗。该运放在 1.8 mA 的电流下实现了 6.2 GHz 的增益带宽积，同时实现了 41 dB 的增益以及 70 度的相位裕度。
2020 年，Hyunki Jung 等人使用两级前馈补偿结构的运放设计了一个用于接收机 TIA 电路的运放，其结构如图3-4所示[3]。该运放同时使用了一个 NMOS 和一个 PMOS 进行前馈补偿，在只消耗一路功耗的情况下实现了跨导的提升。该运放实现了 5 GHz 的增益带宽积以及 50 dB 的增益，以及 26.8 dBm 的带内 IIP3，同时整个 TIA 的功耗仅为 14.2 mW。
Jian Shao 等人两级前馈补偿结构的运放设计了一个用于接收机的可编程放大器电路的运放，其结构如图3-5所示[4]。该运放同样将 Gm2 支路的晶体管进行复用，从而节省了两条支路的功耗。最终该运放在 2.02 mW 的功耗下实现了 1.7 GHz 的 GBW，42 dB 的增益以及 85 度的相位裕度。
5 总结
Gm 前馈补偿型运放能够在消耗较小的功耗的情况下实现一个较高的 GBW，在如今的超宽带和低功耗电路中的得到了广泛的应用。本文对 Gm 前馈补偿型运放进行了原理介绍，同时对前馈补偿型运放电路的应用进行了调研工作。理论分析显示在同样的功耗消耗情况下，相比于密勒补偿运放，前馈补偿运放的单位增益带宽可以实现 3~5 倍的提高。同时相对于单级放大器，两级密勒补偿运放的低频增益可以实现 20dB 的提高。
公式格式有乱码
你好，不知道你说的乱码指的是哪里？我这边看起来并没有乱码，你那边看到的乱码也有可能是 katex 没有加载完全产生的。
收藏了,不过嵌套米勒补偿其实也可以讲讲()
感谢支持，我写这种补偿结构的原因是因为我设计过并且成功流片了。嵌套密勒补偿我从来没有真正设计过，因此也不敢信口开河的去讲。等我日后有机会接触到了也一定会讲一讲。
可以有实际电路教程吗，我搭了一个效果并不理想。。。
抱歉，这个目前并没有
写的非常棒，感谢作者。
想请教一下在实际的设计中，如何确定各级的跨导，例如一个三阶前馈补偿的运放，如何根据增益、UGBW和PM来设计主路径和两条前馈路径的跨导大小？
这里的前馈补偿都是全差分结构啊，有没有单端输出的例子呢
你好，可以通过把第一级改为五管 OTA 从而实现单端输出。
想问一下在分析前馈补偿运放的带宽中，为什么要选择用wz2去补偿wp1，这样所需要的补偿跨导Gmc的开销不会非常大么，如果选择wz2去补偿wp2似乎也可以得到较大的带宽，并且Gmc的开销不会很大？还是说题主采用wz2补偿wp1有额外的考虑因素呢，求解答
这个是因为我在写这篇文章的时候假设 CL 较大，因此输出级的极点 wp2 会成为整体运放的低频主极点，而 wp1 则是高频极点，因此我这边补偿的是高频极点。而你这里我猜是认为 wp1 是低频极点，wp2 是高频极点，这在轻载下是会成立的，这时候就因该按照你说的补偿 wp2 了。
师兄，那个前馈补偿的传递函数第二项前面那个表达式的分子似乎应该是1？（就电容Cc和电阻Rc分压那个）
这个表达式没问题的，这个 RC 构成了高通传递函数，所以长这个样子。
前馈补偿的传递函数里面R1写成了R2
感谢指出，已更正！
您好，请教一下比如图3-3的二级运放，在设计时其第二级的直流偏置会怎么给出呢？
我们这边在进行设计时通常会采用 RC AC Couple 的方式给出。
师兄能详细说说吗|´・ω・)ノ
友友我想问一下，关于Rc Cc大小的问题，他们的取值应该怎样考量呢？（差不多是什么量级）
在图3-2中似乎没有Rc Cc，这一点怎么考虑呢
谢谢
你好，这个 Rc 和 Cc 只是一个 AC couple 电路罢了，加上这个电路是为了能够给第二级实现一个额外的偏置，因此它的取值只要能够让期望频率的 AC 信号通过就可以。如果你不需要这个 AC Couple，而是可以接受直接使用输入的共模 DC 点进行偏置，那么就可以不加这个 AC Couple 电容。
您好，请问一下您说的让期望频率的AC信号通过，是由前馈部分的高通截止频率决定的吗，谢谢
是的，就是由 RC 截止频率决定的。如果 RC 截止频率太高，那么在关键的补偿频率处（例如想要补偿掉次极点，次极点频率就是关键频率）输入信号可能无法通过，进而影响补偿效果。
请问博主有将这个结构使用到轨对轨运放中吗
你好，这个目前还没有过。
您好，3.1小结 wz1和wz2的表达式可以解释一下吗？利用极点分离，1+as+bs^2=0, Z1=1/a, Z2=a/b.一次项系数没有wp1，为什么推导出来的表达式有wp1呢？能解释一下假设条件吗。
你好，这个用的是韦达定理。一元二次方程的两根之和为 -b/a，两根之积为 c/a。
楼主你好。
前馈补偿实现零极点抵消后，成为单极点系统，若UGBW远高于主极点，相位裕量会达到90度左右，会不会出现建立速度问题，该如何解决
你好，我这边做的是接收机方向，接触的都是小信号放大，所以无需考虑建立时间的问题。但是对于你提到的这个问题，我的想法是这样的：对于大信号过程，通常可以分为压摆过程和小信号建立过程。压摆过程主要由运放的压摆率决定，而为了实现补偿，Gmc 级通常较大，一般压摆率不会太差；对于小信号建立过程，前馈补偿通常应用在需要实现极限带宽的场景，并且通常难以实现零极点对的完美抵消。此时整体环路相位裕度通常难以达到 90 度，通常只有 45 度左右水平，这个相位裕度下建立时间相对而言还是可以的。
我实现90度PM，似乎零点和次极点抵消得很好，比较平坦，但不太确定对不对。若实现60度的PM、90MHz左右的UGBW,调起来就比较麻烦。因为零点变化方向和UGBW正好相反，不易把零点调得远大于UGBW，只好把UGBW放在次极点和零点之间，但又出现一个问题，就是相频特性UGBW前会出现一个向下的弯曲，相频特性就不单调了，不知这是否妥当。
参考的是《understanding delta sigma data converters，2nd，Shanthi Pavan》这本书，P356页。
如果次极点和零点不能完美抵消，相频特性就会出现向上或向下的弯曲，变得不单调减小了，请问这样引起的信号失真该如何解决呢？
你好，我觉得你在Gm-C前馈补偿放大器设计中遇到的这个“相频特性非单调”问题，本质上是零点与次极点在频率轴上相互作用的结果。相位曲线失去单调性会导致在时域，极零对会在阶跃响应中引入缓慢衰减的“拖尾”小信号，可能会增加建立时间，这可能会产生信号失真。
但是由于本人的设计中主要关注的是频率响应，并且处理的都是小信号，并没有处理时域大信号的情况，因此并不是很清楚具体该如何解决。不过这里有一些可能可行的思路：是否能设计一个几 bit 的控制电路，控制 Gm 或者负载电容 可调，从而实现在 PVT 下补偿尽可能好？目前我的接收机中和同实验室的 ADC 中都有类似设计。既然难以实现完美补偿，就添加一些控制位对 Gm 或者次级点位置进行调整，进而实现尽可能好的补偿。
你好，请问一下在普通米勒补偿二级运放设计中，Gm2约是Gm1的3倍；在前馈式运放中，Gmc为了抵消极点需要设计为Gm1（R01Gm2）大约为10Gm1；那是否前馈式运放的前馈路径比传统第二级会设计的消耗更多的功耗呢？还是说前馈式对第一级的设计要求更小，Gm1会更低，从而降低了对前馈路径的设计要求？
你好，这个问题可以这么理解：让我们看一下相同的功耗下（这里先粗略的认为功耗相同等价于 Gm 总和相同），两种补偿方法的运放的 GBW 区别。
首先是米勒补偿运放。如果取 $C_c = C_L$，那么为了实现 $60^\circ$ 的相位裕度，此时 $G_{m1}$ 需要取为 1，$G_{m2}$ 需要取为 3，总功耗为 4，而此时 GBW$=\frac{G_{m1}}{C_L} = \frac{1}{C_L}$。
对于前馈补偿，此时如果驱动相同的 $C_L$，并且令总功耗仍为 4，则此时 $G_{m1}$ 可以取 0.3，$G_{m2}$ 可以取 0.7，$G_{mc}$ 可以取 3（为了取得最良好补偿）。则此时其 GBW$=\frac{G_{mc}}{C_L} = \frac{3}{C_L}$，GBW 为米勒补偿的 3 倍。因此这意味着，想实现相同的 GBW，前馈补偿只需要 1/3 的功耗即可，自然更省功耗。
博主你好，这里关于Gmc前馈的零点我有一个疑问。前面传递函数的推导没有问题，但是在进行分子的“主极点近似”时似乎是存在一个问题。具体来说，两个左半平面零点，一个零点是1/RcCc，另一个零点是(1+Gm1Gm2R1/Gmc)/R1C1，如果要与极点1/R1C1抵消的话需要Gmc=Gm1Gm2R1（实际上即使是这样也是零点在两倍极点的位置，并不能完全抵消），对于不那么先进的工艺（比如180nm工艺），Gm1R1达到几十非常容易（如果使用cascode结构的话能到1000以上），此时Gmc/Gm2是一个非常大的数值，那么就需要在Gmc这一级消耗大量的电流。请问这种Gmc前馈的补偿方案是否仅适用于较为先进的工艺节点，对于本征增益很大的工艺并不适用？谢谢！
我觉得你说的是对的，目前我没怎么看见过在类似 180nm 这种不是很先进的工艺上做前馈补偿的例子。我觉得可能是因为前馈补偿的出现是为了准求极致的 GBW，同时还能够保留 40dB 的增益，这种场景通常会出现在先进工艺并且需要极致压榨性能的情况下（例如超高速 AD、宽带收发机），此时会选用前馈补偿。
感谢回复，如果是为了更高的GBW其实Cascode补偿也可以起到类似的作用，通过将次极点推到比Miller补偿更高的频率来以更低的功耗达到更高的带宽，不知道博主有没有尝试设计过。
你指的是将 Miller 电容接到第二级输出和第一级 Cascode 节点的这种补偿方式吗？这种补偿方式好像是不需要串联电阻，并且带宽相对更宽。但是事实上我并没有尝试过。我设计的电路主要集中在 28nm CMOS 工艺下，这个工艺电源电压只有 0.9V，很难叠多个晶体管。同时因为我是做高速电路设计的，对运放的 GBW 关注更多，但是很少要求其具有很高的增益，甚至有时为了极高的 GBW 会使用单极运放，所以这种结构我并没有机会去尝试。
是这种补偿，不过您说得对，对于高速设计Cascode补偿似乎会有共轭极点的问题（我也不是很清楚），先进工艺一般不太会需要hhh
是的，除了电源电压的问题，这种共轭极点在宽 GBW 应用下可能会在环路中引入额外相移，进而影响环路稳定性，因此高速设计时应用较少。
了解了，感谢前辈！
你好，如果想用current reuse的结构去做GM前馈，在相同的电流偏置下gmc如何做到是gm2的十数倍呢？
你好，可以参考一下这篇文章和这篇文章中的结构。Gm 除了电流外还和尺寸有关，相同电流下可以通过调节尺寸控制 Gm。此外 Gmc 是 Gm2 的数十倍只是一个公式算出来的理想条件，实际上有个几倍就可以了，并不需要做到这么完美的补偿。频率特性上先出现极点再出现零点也是没问题的，可以使用的。